Un afficheur amusant

Figure 1 : Schéma électrique de l’afficheur amusant.

Cet afficheur amusant peut facilement être réalisé à l’aide de deux circuits intégrés, un LM358 et un CD4520, sans oublier, bien entendu, un afficheur 7 segments anode commune.
Le principe est très simple, dès que le microphone capte un bruit ou un son, les segments de l’afficheur s’allument au hasard, créant ainsi d’étranges symboles.
Nous allons décrire comment cela fonctionne en nous référant à la fig 1.
Le signal issu de la patte “S” (figure 2) du microphone préamplifié est appliqué sur l’entrée inverseuse du premier amplificateur opérationnel IC1/A, qui procède à son amplificateur dans un rapport de 22. Le gain de cet étage est calculé suivant la formule connue :
Gain = R2 : R1

Le signal présent sur la patte de sortie de cet amplificateur opérationnel est appliqué sur l’entrée non inverseuse du second amplificateur opérationnel IC1/B utilisé comme amplificateur comparateur et donc, sur la patte de sortie, nous obtenons des impulsions qui correspondent au signal BF que le microphone a capté et qui sont ensuite appliquées sur la patte 1 du circuit intégré CD4520. Ce circuit intégré, comme on peut le voir sur le dessin des brochages en figure 3, est composé de deux diviseurs.
Pour entrer dans le premier diviseur, le signal est appliqué sur la patte 1 et le résultat de la division est récupéré sur les pattes 3, 4, 5 et 6.
Pour entrer dans le second diviseur, on récupère le signal de la patte 6, pour l’appliquer sur la patte 9, la sortie se faisant alors sur 11, 12 et 13.
Si on connecte les sorties de ces deux diviseurs sur les 7 segments d’un afficheur à LED, ceux-ci s’allument de façon aléatoire, en rapport avec le nombre d’impulsions que le microphone envoie sur la patte d’entrée 1 du CD4520.
Pour faire plus économique et tout aussi amusant, on peut remplacer l’afficheur 7 segments par 7 LED. Il faudra relier les pattes les plus longues (anodes) vers le positif des 9 volts et les pattes les plus courtes (cathodes) vers les résistances de 1 kilohm elles-mêmes reliées aux sorties du CD4520.
Pour alimenter ce circuit, on peut utiliser une petite alimentation stabilisée de 9 volts ou même une simple pile de 9 volts.

Liste des composants
R1 = 1,8 kΩ
R2 = 10 kΩ
R3 = 10 kΩ
R4 = 10 kΩ
R5 = 220 kΩ
R6 = 10 kΩ
R7 = 1 MΩ
R8-R14 = 1 kΩ
C1 = 220 nF polyester
C2 = 10 μF 25 V électr.
C3 = 47 pF céramique
IC1 = Intégré LM358
IC2 = CMOS 4520
DIS = Afficheur anode com. BSA501RD ou équ.
MIC = Capsule préamplifiée.

Toutes les résistances sont des 1/4 de W à 5 %.


Figure 2 : Brochage du microphone électret. La sortie “S” se fait sur la broche “+”.



Figure 3 : Brochage des deux circuits intégrés LM358 et CD4520, ainsi que de l’afficheur à anode commune BSA501RD.

Un petit amplificateur BF à 2 voies

Figure 1 : Schéma de l’amplificateur 2 voies.

Ce petit amplificateur BF à 2 voies (basse et médium-aigu) utilise un circuit intégré de SGS-Thomson, un TDA2005, fournissant une puissance d’environ 8 watts avec une alimentation égale à 15 volts.
Le schéma très simple est représenté à la figure 1 et permet de se rendre compte que l’amplificateur est équipé de deux filtres passifs.
Les fréquences de coupure de ces filtres sont calculées à l’aide des formules suivantes :
Hz = 159 000 : (R en kilohms x C en nanofarad)

Le filtre passe-bas composé de la résistance R2 de 10 kilohms et du condensateur C3 de 6,8 nanofarads, laisse passer toutes les fréquences au-dessous de :
159 000 : (10 x 6,8) = 2 338 Hertz

Le filtre passe-haut, composé du condensateur C5 de 6,8 nanofarads et de la résistance R3 de 10 kilohms, laisse passer toutes les fréquences supérieures à :
159 000 : (10 x 6,8) = 2 338 Hertz

Ainsi, la fréquence de coupure de ce filtre qui atténue 6 dB par octave se situe aux alentours de 2 000 Hz.
La tension pour alimenter cet amplificateur ne doit pas dépasser 16 ou 17 volts, car le circuit intégré serait irrémédiablement détruit.
D’autre part, il faut impérativement visser le circuit intégré TDA.2005 sur un dissipateur de dimensions convenables afin d’éviter toute surchauffe.

Liste des composants
R1 = 680 Ω
R2 = 10 kΩ
R3 = 10 kΩ trimmer
R4 = 1 kΩ
R5 = 10 Ω
R6 = 1 kΩ
R7 = 10 Ω
R8 = 1 Ω
R9 = 1 Ω
C1 = 100 nF polyester
C2 = 470 μF 35 V électr.
C3 = 6,8 nF polyester
C4 = 2,2 μF 35 V électr.
C5 = 6,8 nF polyester
C6 = 2,2 μF polyester
C7 = 2,2 μF 35 V électr.
C8 = 100 μF 35 V électr.
C9 = 100 μF 35 V électr.
C10 = 100 nF polyester
C11 = 100 nF polyester
C12 = 1 000 μF 35 V électr.
C13 = 1 000 μF 35 V électr.
IC1 = Intégré TDA2005

Toutes les résistances sont des 1/4 de W à 5 %.


Figure 2 : Brochage du circuit intégré TDA2005 vu de face.

Un thermomètre avec un 2N2222

Figure 1 : Schéma électrique du thermomètre utilisant comme sonde (ou capteur de température) un transistor NPN 2N2222. L’appareil est alimenté par une pile de 9 V 6F22.

Ce montage simple a cependant pour intérêt de montrer comment varie une tension aux extrémités d’une résistance R2 quand on chauffe ou refroidit le boîtier d’un transistor NPN 2N2222 utilisé comme sonde de température.
Une telle sonde peut en effet mesurer des températures allant de –30 à environ +120 °C. Le transistor 2N2222 et l’amplificateur opérationnel LS141 ont l’avantage de ne coûter qu’un euro à peine : c’est dire que la construction de ce thermomètre ne vous ruinera pas !

Le schéma électrique du thermomètre
Il est donné figure 3. Si nous appliquons sur la base et le collecteur du transistor-sonde TR1 une tension positive de 5 V, on prélève sur l’émetteur une tension d’environ 0,05 V par degré, tension augmentant proportionnellement avec la température.
Cette tension est appliquée sur la broche inverseuse 2 de l’amplificateur opérationnel IC2 LS141 qui l’amplifie 10 fois. Pour lire la valeur de la température, il suffit de relier aux douilles de sortie un multimètre réglé sur la portée 2 V fond d’échelle.
Le transistor-sonde TR1 2N2222 est à placer dans la zone dont on veut connaître la température et, comme cette zone risque d’être éloignée du multimètre, mieux vaut fabriquer une vraie sonde constituée d’un petit câble blindé à deux conducteurs : la tresse métallique sera reliée au 5 V positif afin d’éviter les perturbations du secteur.
Etant donné que l’échelle d’un multimètre numérique n’est pas réglée en degrés C, il est nécessaire de faire une table de correspondance en multipliant par 0,05 les degrés de température, soit :
10 degrés = 0,5 volt
20 degrés = 1,0 volt
30 degrés = 1,5 volt, etc.

Pour alimenter le circuit, on peut se servir d’une pile de 9 V 6F22 : la tension est ensuite abaissée et stabilisée à 5 V par un régulateur de tension IC1 78L05.

Les réglages
Le trimmer R5 est à régler pour lire avec un multimètre sur son curseur une tension de 2,5 V (multimètre réglé sur Vcc, pointe rouge sur la broche centrale curseur du trimmer et pointe noire à la masse). Le trimmer R9 sert à modifier l’échelle de lecture afin de pouvoir lire aussi les températures négatives (en dessous de 0 °C).

Liste des composants
R1 = 1 kΩ
R2 = 3,9 kΩ
R3 = 3,9 kΩ
R4 = 1 kΩ
R5 = 10 kΩ trimmer
R6 = 47 kΩ
R7 = 10 kΩ
R8 = 3,3 kΩ
R9 = 10 kΩ trimmer
R10 = 10 kΩ
C1 = 100 nF polyester
C2 = 10 μF électr.
C3 = 100 nF polyester
IC1 = MC78L05
IC2 = LS141
SONDE = NPN 2N2222
S1 = Interrupteur


Figure 2 : Brochage du LS141 vu de dessus, du MC78L05 et du 2N2222 vu de dessous.

Un générateur de nombres aléatoires pour roulette, loto et tombola

Figure 1 : Schéma électrique du générateur de nombres aléatoires.

Pour les joueurs de loto (pas celui de la Française des jeux, mais celui pratiqué en fin d’année en période de fête, organisé par certains commerçants ou par des associations) qui comporte 90 numéros et qui se joue avec des cartons comportant des cases numérotées.
Pour les amateurs de tombola et autre jeux de roulette, cet appareil permet de générer, de manière aléatoire, des numéros compris entre 1 et 90 pour le loto et la tombola et de 0 à 36 pour le jeu de roulette.
Son schéma électrique est donné en figure 1. Pour ce montage, 5 circuits intégrés CMOS sont nécessaires, ainsi que 2 afficheurs à cathode commune (voir figure 2). Le double inverseur S1-A et S1-B sert pour sélectionner le type de jeu choisi, roulette ou loto et tombola.
En pressant le poussoir P1 placé sur la porte NAND IC5-D, les deux afficheurs s’éteignent et automatiquement l’oscillateur est activé, oscillateur composé des deux portes NAND IC5-B et IC5-C.
Ce dernier génère une fréquence d’environ 800 Hz, permettant de faire avancer les deux compteurs IC3 et IC4.
Dès que le poussoir P1 est relâché, l’oscillateur est stoppé et instantanément, sur les afficheurs un numéro au hasard.
Pour faire fonctionner ce montage, il faut utiliser une alimentation de 12 V stabilisée.

Liste des composants
R1-R14 = 680 Ω
R15 = 4,7 kΩ
R16 = 10 kΩ
R17 = 470 Ω
R18 = 220 kΩ
R19 = 22 kΩ
R20 = 2,2 kΩ
C1 = 100 nF polyester
C2 = 100 nF polyester
C3 = 100 nF polyester
C4 = 1 μF électrolytique
C5 = 100 nF polyester
C6 = 470 μF électro.
DS1-DS6 = Diodes 1N4148
Display 1 = Afficheur BSC531RI
Display 2 = Afficheur BSC531RI
IC1-IC2 = Intégrés 4511
IC3-IC4 = Intégrés 4029
IC5 = Intégré 4011
S1-A/S1-B = Double inverseur
S2 = Interrupteur
P1 = Poussoir

Toutes les résistances sont des 1/4 W à 5 %.




Figure 2 : Brochages des circuits intégrés utilisés, 4029, 4511, 4011 vus de dessus.

Figure 3 : Brochage des afficheurs BSC-531RI, que l’on peut remplacer par des LTS-547R plus facilement disponibles.

Une alimentation stabilisée variable de 3 à 24 volts sous 2 ampères

Figure 1 : Schéma électrique de l’alimentation variable.

Sur cette petite alimentation, on peut faire varier la tension d’un minimum de 3 volts à un maximum de 24 volts en tournant le potentiomètre R5 de 10 kilohms. La figure 1 donne son schéma électrique.
En tournant le curseur de R5 entièrement vers la masse, la sortie fournira une tension d’environ 3 volts, par contre, en le tournant complètement dans le côté opposé, la sortie fournie une tension d’environ 24 volts.
Pour limiter le courant de sortie d’un minimum de 40 milliampères jusqu’à un maximum de 2 ampères, nous avons utilisé le potentiomètre R2 de 100 kilohms. Le transformateur T1 à utiliser pour cette alimentation, doit disposer d’un secondaire en mesure de débiter une tension alternative d’environ 20 volts et un courant de 2,2 à 2,5 ampères.
Cette tension, après avoir été redressée par le pont RS1 et filtrée par le condensateur C1 de 4 700 microfarads, atteint la valeur d’environ 26-27 volts qui est appliquée sur la patte d’entrée 1 d’IC1 et prélevée sur sa patte 5 pour être appliquée sur la sortie, après être passée au travers la résistance bobinée R4 de 0,1 ohm 5 watts.
Comme le circuit intégré IC1 chauffe notablement, en particulier si la tension de sortie est basse et le courant élevé, il faut le fixer sur un dissipateur de taille convenable.
Il faut signaler que le L200 (figure 2) dispose d’un circuit interne de protection thermique. Ainsi, si son boîtier surchauffe de manière excessive, le circuit intégré passe en mode protection et la tension de sortie est interrompue instantanément, pour revenir de nouveau après refroidissement.
La notion de puissance dissipée est très importante et peut être calculée au moyen de formules simples, afin d’éviter toute surprise.
Si, par exemple, la tension appliquée sur l’entrée d’IC1 est de 27 volts et la tension de sortie prélevée de 5 volts avec un courant maximum consommé de 1,8 ampère, le circuit intégré IC1 doit dissiper en chaleur, une puissance de presque 40 watts.
(27 – 5) x 1,8 = 39,6 watts

Si nous limitons le courant consommé à seulement 0,5 ampère, le circuit intégré dissipe une chaleur de seulement 11 watts.
(27 – 5) = 11 watts

Par contre, aucun problème en présence d’une tension élevée avec un courant élevé. Ainsi, avec une tension de 22 volts et un courant de 2 ampères, le circuit intégré dissipera seulement 10 watts.
(27 – 22) x 2 = 10 watts

Cette alimentation ne dépareillera pas dans votre laboratoire, pour peu que vous l’enfermiez dans un boîtier, de préférence métallique.
Un ampèremètre et un voltmètre viendront compléter la face avant sur laquelle vous ferez sortir les axes des potentiomètres R2 et R5.

Liste des composants
R1 = 1 kΩ
R2 = 100 kΩ pot. lin.
R3 = 470 Ω
R4 = 0,1 Ω 5 W
R5 = 10 kΩ pot. lin.
R6 = 1 kΩ
C1 = 4 700 μF 35 V éle.ctr
C2 = 220 nF polyester
C3 = 10 nF polyester
C4 = 10 μF 25 V électr.
IC1 = Intégré L200
IC2 = Intégré LS141
RS1 = Pont redres. 2 A
T1 = Transfo. 80 W - sec. 18 V 2 A
S1 = Interrupteur

Sauf spécification contraire, toutes les résistances sont des 1/4 de W à 5 %.



Figure 2 : Brochage des circuits intégrés LS141 et L200 vus de dessus.

Un filtre actif pour éliminer le 50 Hz

Figure 1 : Schéma électrique du filtre actif pour éliminer le 50 Hz.

Quand on utilise une sono, on est parfois gêné par le fastidieux ronflement du 50 Hz, provenant du secteur 230 V, dans les enceintes acoustiques. Ceci surtout quand les longs câbles blindés des microphones desservant les divers instruments de musique traînent jusqu’à l’amplificateur via la table de mixage.
Une fois contrôlés les masses et l’état des blindages, si le phénomène persiste, on peut fabriquer un filtre efficace capable d’atténuer de 25 dB toutes les fréquences inférieures à 50 Hz. Comme le montre le schéma électrique de la figure 1, le filtre utilise un FET BF245 ou J310, etc., un quelconque transistor PNP BC416 ou BC251 et un amplificateur opérationnel LF351 ou TL081.
Si vous vouliez réaliser ce filtre passe-haut avec d’autres fréquences de coupure, vous trouverez dans l’article les formules utilisées pour calculer les valeurs des 3 résistances R8, R9 et R10 et des 3 condensateurs C3, C4 et C5.
Tout d’abord, il faut définir les valeurs de C3, C4 et C5 qui, comme on le sait, doivent avoir la même capacité.
Pour une fréquence de coupure de 50 Hz on peut choisir une valeur standard de 47 nF. Pour calculer la valeur de la résistance R8 en kilohms on se sert de la formule :
R8 kilohms = 720 000 : (6,28 x Hz x C3 nF)
soit
720 000 : (6,28 x 50 x 47) = 48,78 kilohms.

Pour obtenir cette valeur, on peut mettre en série une résistance de 47 kilohms et une de 1,8 kilohm, ce qui donne 48,8 kilohms.
Pour trouver la valeur de la deuxième résistance R9, il faut multiplier la valeur de R8 par le nombre fixe 0,39, ce qui donne :
R9 = 0,39 x 48,8 = 19,32 kilohms.

Comme ce n’est pas une valeur normalisée, mettons en série une résistance de 18 kilohms et une de 1 kilohm, ce qui donne 19 kilohms.
Pour trouver la valeur de la troisième résistance R10, il faut multiplier la valeur de R9 par le nombre fixe 6,9, ce qui donne :
R10 = 48,8 x 6,9 = 336,72 kilohms.

Comme ce n’est pas une valeur normalisée, mettons en série une résistance de 330 kilohms et une de 6,8 kilohms, ce qui donne 336,8 kilohms.
Pour alimenter le circuit, on peut utiliser une pile de 9 V 6F22, ou alors une alimentation secteur 230 V stabilisée à 12 V.
La platine est à installer dans un tout petit boîtier métallique de façon à effectuer un blindage complet.

Liste des composants
R1 = 470 kΩ
R2 = 5,6 kΩ
R3 = 8,2 kΩ
R4 = 1 kΩ
R5 = 8,2 kΩ
R6 = 68 Ω
R7 = 1,2 kΩ
R8 = 48,8 kΩ (voir texte)
R9 = 19 kΩ (voir texte)
R10 = 336,8 kΩ (voir texte)
R11 = 68 kΩ
R12 = 68 kΩ
R13 = 10 kΩ pot. log.
R14 = 47 Ω
C1 = 100 μF électr .
C2 = 10 μF électr.
C3 = 47 nF polyester
C4 = 47 nF polyester
C5 = 47 nF polyester
C6 = 2,2 μF électr.
C7 = 2,2 μF électr.
C8 = 100 nF polyester
TR1 = PNP BC251 ou BC416
FT1 = FET J310 ou BF245
IC1 = TL081 ou LF351



Figure 2 : Brochages, vus de dessous, des 2 FET possibles et des 2 PNP possibles. Brochage, vu de dessus, du circuit intégré.

Un égaliseur mono à six filtres

Figure 1 : Schéma électrique de l’égaliseur mono à six filtres.

Le montage dont le schéma électrique est donné en figure 1 fonctionne du premier coup. Quelques conseils préliminaires cependant : comme il s’agit d’un circuit à haute impédance, il vaut mieux le protéger, le blinder, par un petit boîtier métallique afin d’éviter tout ronflement dû au courant alternatif. Les boîtiers métalliques des potentiomètres, qu’ils soient rotatifs ou à glissières, doivent être reliés entre eux par un fil et à la masse la plus proche possible. Le condensateur Cx de 10 nF est à relier directement entre les broches 7 et 4 du support de IC1 afin d’éviter l’oscillation du circuit intégré.
Cet égaliseur monophonique à six voies, que nous avons conçu en nous servant seulement d’un oscilloscope et d’un générateur BF et en regardant quelles valeurs de capacités utilisent les filtres professionnels, ne peut certes rivaliser avec les appareils coûteux du commerce, mais peut être réalisé avec quelques composants “fond de tiroir” à peu de frais, afin d’améliorer la sonorité d’un autoradio, d’un amplificateur Hi-Fi, etc.
Il est “mono” et par conséquent si vous voulez corriger le son d’un appareil “stéréo”, vous en monterez deux, un pour chaque voie gauche et droite. Vous pourrez aussi utiliser un double amplificateur opérationnel TL082 (figure 2) et des potentiomètres linéaires doubles de 47 kilohms. Vous pouvez d’ailleurs également modifier à volonté d’autres éléments du schéma électrique (cette rubrique est faite aussi pour cela) si vous pensez pouvoir améliorer le circuit proposé.
Vous le voyez, ce mini-égaliseur se compose de 6 filtres passifs. Le premier, constitué de R1 et C1, est un filtre passe-bas agissant sur les fréquences en dessous de 150 Hz. Le deuxième, constitué de Rx et Cx-Cx, est un filtre passe-bande agissant sur les fréquences media et basses entre 200 et 600 Hz. Le troisième, constitué de Rx et Cx-Cx, est encore un filtre passebande agissant sur les fréquences media et basses entre 500 et 1 500 Hz.
Le quatrième, constitué de Cx-Rx-Rx-Cx, est encore un filtre passe-bande agissant sur les fréquences media et aiguës entre 2 000 et 5 000 Hz. Le cinquième, constitué de Cx-Rx-Rx-Cx, est toujours un filtre passe-bande agissant sur les fréquences entre 6 000 et 10 000 Hz. Le sixième, constitué de Cx et du potentiomètre Rx, est un filtre passe-haut agissant sur les fréquences aiguës dépassant 10 000 Hz.
Les signaux présents sur les curseurs de ces potentiomètres sont prélevés par des résistances de 100 kilohms et appliqués, par l’intermédiaire du condensateur électrolytique Cz, à l’entrée inverseuse de l’amplificateur opérationnel IC1 qui les amplifie environ 10 fois afin de compenser les atténuations introduites par les filtres.
Le circuit consomme environ 3 mA et peut être alimenté avec une tension minimale de 9 V et maximale de 15 V. A l’entrée de cet égaliseur vous pouvez appliquer des signaux BF compris entre 0,1 et 1,5 V.

Liste des composants
R1 = 68 kΩ
R2 = 47 kΩ pot. lin.
R3 = 82 kΩ
R4 = 33 kΩ
R5 = 47 kΩ pot. lin.
R6 = 82 kΩ
R7 = 33 kΩ
R8 = 47 kΩ pot. lin.
R9 = 82 kΩ
R10 = 33 kΩ
R11 = 33 kΩ
R12 = 47 kΩ pot. lin.
R13 = 82 kΩ
R14 = 33 kΩ
R15 = 33 kΩ
R16 = 47 kΩ pot. lin.
R17 = 82 kΩ
R18 = 47 kΩ
R19 = 47 kΩ pot. lin.
R20 = 82 kΩ
R21 = 15 kΩ
R22 = 15 kΩ
R23 = 15 kΩ
R23 = 1 MΩ
R24 = 47 kΩ
C1 = 22 nF polyester
C2 = 10 nF polyester
C3 = 22 nF polyester
C4 = 4,7 nF polyester
C5 = 10 nF polyester
C6 = 4,7 nF polyester
C7 = 1 nF polyester
C8 = 1 nF polyester
C9 = 470 pF polyester
C10 = 470 pF polyester
C11 = 4,7 μF électr.
C12 = 10 μF électr.
C13 = 100 nF polyester
C14 = 22 μF électr.
C15 = 22 μF électr.
IC1 = TL081 (TL082)

Sauf spécification contraire, les résistances sont des 1/4 de W à 5 %.


Figure 2 : Brochages, vus de dessus, des circuits intégrés TL081, nécessaire pour réaliser la version mono et TL082 pour la version stéréo.

Un jeu de hasard électronique

Figure 1 : Schéma électrique du jeu de hasard électronique.

Ce petit montage permet d’allumer une des trois LED de façon entièrement aléatoire.
Le circuit est composé d’un étage oscillateur élaboré autour de deux portes NAND IC1-A et IC1-B, activé par un appui sur le bouton poussoir P1 (START).
Le signal carré généré par cet oscillateur entre dans la patte CK du premier FLIP-FLOP IC2-A, contenu, comme le second d’ailleurs, dans un circuit intégré CD4027.
Dès que le poussoir P1 est relâché, l’une (et une seule) des entrées des bases des transistors TR1, TR2 ou TR3 passe au niveau logique 0, faisant s’allumer la diode présente dans le collecteur.
Comme transistor, vous pouvez utiliser des PNP quelconques de petite puissance, BC212 ou BC251 mais d’autres équivalents feront tout aussi bien l’affaire.
Lorsque vous reliez les LED à chacun des collecteurs des transistors, vous devez placer leur patte la plus longue, qui est l’anode, vers les résistances R10, R11 ou R12 et leur patte la plus courte, qui est la cathode, vers la masse. Ce circuit est alimenté avec une pile de 9 volts.

Liste des composants
R1 = 22 kΩ
R2 = 220 kΩ
R3 = 220 kΩ
R4 = 4,7 kΩ
R5 = 4,7 kΩ
R6 = 4,7 kΩ
R7 = 22 kΩ
R8 = 22 kΩ
R9 = 22 kΩ
R10 = 560 Ω
R11 = 560 Ω
R12 = 560 Ω
C1 = 10 nF polyester
C2 = 10 nF polyester
C3 = 100 μF électrolytique
C4 = 100 nF polyester
DL1-DL3 = LED
TR1 = PNP BC212
TR2 = PNP BC212
TR3 = PNP BC212
IC1 = Intégré 4011
IC2 = Intégré 4027
S1 = Interrupteur
P1 = Poussoir




Figure 2 : Brochages des 4011 et 4027 vu de dessus, d’un transistor NPN BC212 ou BC251 et d’une LED.

Une sirène d’alarme

Figure 1 : Schéma électrique de la sirène d’alarme.

Les petits larcins sont tout aussi ennuyeux qu’un cambriolage plus conséquent, pour protéger un box de garage, nul besoin d’une centrale d’alarme sophistiquée, un simple avertisseur peut suffire, son but étant d’inquiéter le voleur potentiel et d’aviser l’environnement qu’un intrus est présent.
Pour cette fonction, nous vous proposons une sirène modulée, suffisamment puissante pour dissuader celui qui convoite vos biens.
Si vous habitez au-dessus ou à côté de votre garage, il suffit d’installer cette sirène dans votre appartement et de placer le ou les détecteurs de contact sur les issues présentes dans le garage.
Si vous résidez en immeuble, vous placerez la sirène directement dans le box. Le raffut qu’elle produit dans un parking sous-terrain est largement dissuasif !
Si plusieurs détecteurs d’ouverture doivent êtres installés, il faut les placer en parallèle.
Tant que le contact P1 n’est pas fermé, aucune tension ne parvient sur R1, par contre, la fermeture de P1, permet au 12 volts d’atteindre la résistance R1 (voir figure 1).
Le premier oscillateur est composé des deux portes NAND IC1-C et IC1-D générant une fréquence de 10 Hz. Ce signale module à son tour le second oscillateur composé des deux portes NAND IC1-A et IC1-B générant une fréquence de 850 Hz.
La note acoustique modulée qui sort de la patte 4 d’IC1-B pilote la porte (gate) du MOSFET de puissance référencé MFT1.
Pour ce transistor, nous avons utilisé un MOSFET P321 mais on peut également utiliser un équivalent comme le MTP3055 (voir figure 2).
Pour faire varier la fréquence de la sirène, il faut modifier la valeur de la résistance R2 en plus ou en moins.

Liste des composants
R1 = 4,7 kΩ
R2 = 56 kΩ
R3 = 4,7 MΩ
R4 = 100 Ω
C1 = 470 μF électr olytique
C2 = 100 nF polyester
C3 = 10 nF polyester
C4 = 100 nF polyester
MFT1 = MOSFET P321
IC1 = CMOS 4011
HP = Haut-parleur 8 Ω 10 W
P1 = Poussoir



Figure 2 : Brochage du circuit intégré CD4011 vu de dessus, avec son repère de positionnement orienté vers la gauche et brochage du MOSFET P321 vu de face.

Un flash utilisant une ampoule 12 V

Figure 1 : Schéma électrique du flash à ampoule 12 V.

Nous attirons votre attention sur le fait qu’en cas d’utilisation prolongée le transistor peut surchauffer : il est donc conseillé de le doter d’un dissipateur de type ML26 ou autre.
Si vous voulez faire clignoter une ampoule à filament de 12 V 2 à 3 W à une vitesse d’environ 1 éclair par seconde, le montage de la figure 1 vous intéresse. Il utilise un circuit intégré CMOS 4011 (figure 2) contenant 4 NAND à 2 entrées : deux NAND montées en inverseur sont utilisées pour réaliser un générateur à ondes carrées dont la fréquence est déterminée par la valeur de R1 (100 kilohms) et C1 (470 nF).
L’onde carrée obtenue est appliquée aux entrées des deux autres NAND reliées en parallèle et leur sortie est employée pour piloter la base d’un transistor NPN de puissance moyenne BD139 capable de supporter une charge maximum de 1 A. Ce transistor peut d’ailleurs être remplacé par un autre NPN de moyenne puissance (BD135) ou par d’autres plus puissants (BD375, BD377).
Si vous voulez faire varier la vitesse du clignotement, faites varier la capacité du condensateur : si vous augmentez la capacité, vous ralentirez la vitesse et si vous diminuez la capacité, vous l’accélérerez.
L’ampoule 12 V peut être remplacée par un relais 12 V : à bon entendeur, salut !

Liste des composants
R1 = 100 kΩ
R2 = 1 MΩ
C1 = 470 nF polyester
C2 = 100 nF polyester
C3 = 47 μF électr.
TR1 = NPN BD139
IC1 = CMOS 4011
L1 = Ampoule 12 V
S1 = Interrupteur



Figure 2 : Brochages du circuit intégré 4011 vu de dessus et du transistor BD139 vu de face.

Un amplificateur final HI-FI de 40-70 watts

Figure 1 : Schéma électrique de l’amplificateur à base du circuit intégré LM3886.
Avant d’entreprendre la réalisation de cet ampli, nous vous conseillons de lire attentivement le descriptif général, en particulier les instructions concernant les découplages.


Le schéma proposé en figure 1 utilise un circuit intégré LM3886 fabriqué par National Semi-conductor.
Ce circuit intégré est capable de fournir une puissance d’environ 68 watts sur une charge de 4 ohms ou de 38 watts sur une charge de 8 ohms, avec une distorsion totale de 0,05 %.
Comme vous pouvez le voir sur le schéma électrique de la figure 1, cet amplificateur est alimenté à l’aide d’une tension symétrique de 25+25 volts non stabilisée, prélevée d’un étage d’alimentation dont le schéma est représenté à la figure 2.
Dans ce schéma, nous avons recherché, avant tout, la fiabilité et à éviter les auto-oscillations.
Le gain de l’amplificateur est déterminé par la valeur des deux résistances R4 et R3.
Gain = (R4 : R3) + 1

Le condensateur C7, placé en série entre la résistance R3 et la masse, assure une contre-réaction totale pour les signaux sur les basses fréquences.
Par contre, la résistance R5, en plus du condensateur C8 placé en parallèle sur la résistance R4, réduit le gain des fréquences aiguës, qui pourraient saturer le circuit intégré.
La résistance R7, avec en série le condensateur C9, évite que le circuit intégré n’auto-oscille sur les fréquences ultrasoniques.
Le condensateur électrolytique C4, de 47 microfarads, placé sur la patte 8 du circuit intégré IC1, créé une constante de retard pour limiter le fastidieux “toc” que l’on entend à la mise sous tension de nombreux amplificateur.
La bobine L1 placée en parallèle sur la résistance R8 de 10 ohms sert pour maintenir constante, la valeur de l’impédance de charge sur toute la bande passante, s’étendant de 20 Hz à 25 000 Hz.
La bobine L1 doit être réalisée en bobinant 14 spires jointives de fil de cuivre émaillé de 10/10 sur un support de 8 mm de diamètre (queue de foret).
Pour l’étage alimentation, on utilise un transformateur pourvu d’un secondaire en mesure de fournir 2 x 18 volts sous 3,5 ampères environ.
Cette tension, après redressement par un pont de diodes de 3 à 4 ampères et filtrage, permet d’obtenir une tension continue de 2 x 25 volts.
Le circuit intégré LM3886 (figure 3) doit obligatoirement être vissé sur un dissipateur thermique en aluminium anodisé noir de dimensions convenables.
A la sortie de l’alimentation, nous avons trois fils, un pour la tension positive par rapport à la masse, un pour la tension négative par rapport à la masse et un pour la masse de 25 + 25 volts.
Le condensateur C2 de 100 nF doit être relié directement entre les pattes 1 et 5 du LM3886 et à la plus proche piste de masse.
Le condensateur C4 également de 100 nF doit être directement soudé sur la patte 4 et à la masse.
Il est impératif de respecter les consignes stipulées ci-dessus, car dans le cas contraire, le circuit LM3886 pourrait entrer en auto-oscillation et passer de vie à trépas en quelques instants.

Figure 2 : Schéma électrique de l’alimentation fournissant la tension symétrique 25 + 25 volts nécessaire au fonctionnement de l’amplificateur. Notez que les trois fils sur la droite sont destinés, un pour le positif, un pour le négatif, le dernier pour la masse des 25 + 25 volts.

Liste des composants
R1 = 47 kΩ
R2 = 1 kΩ
R3 = 1 kΩ
R4 = 22 kΩ
R5 = 22 kΩ
R6 = 33 kΩ
R7 = 2,7 Ω
R8 = 10 Ω 1 W
C1 = 220 pF céramique
C2 = 100 nF polyester
C3 = 100 μF 45 V électr.
C4 = 47 μF 45 V électr.
C5 = 100 nF polyester
C6 = 100 μF 45 V électr.
C7 = 22 μF 45 V électr.
C8 = 47 pF céramique
C9 = 100 nF polyester
C10 = 2 200 μF 45 V électr.
C11 = 2 200 μF 45 V électr.
L1 = Voir texte
RS1 = Pont redres. 80 V 5 A
IC1 = Intégré LM3886
T1 = Transfo. 120 W - sec. 18+18 V 3,5 A

Toutes les résistances sont des 1/4 de W à 5 %.


Figure 3 : Brochage du circuit intégré LM3886.

Un contrôleur de rendement pour enceintes acoustiques

Quand on achète des enceintes acoustiques neuves, on ne peut pas savoir si leur rendement sera meilleur ou pire que celles qui trônent déjà dans notre salon, car généralement l’amateur ne dispose pas des appareils de mesure sophistiqués des laboratoires professionnels et le vendeur peut ainsi raconter ce qu’il veut sur ce sujet. Pour tester le rendement d’une nouvelle enceinte, on peut toutefois construire un instrument simple utilisant deux amplificateurs opérationnels seulement et un galvanomètre de 50 μA au demeurant remplaçable par un multimètre.
Avant de passer à la description du schéma électrique, voyons comment utiliser cet appareil. Devant l’enceinte, à une distance de deux mètres, placez le microphone du contrôleur de rendement puis, avec un générateur BF, appliquez à l’entrée de l’amplificateur un signal sinusoïdal balayant la plage de fréquences de 30 ou 40 Hz à 20 ou 25 kHz et notez sur quelles positions dévie l’aiguille du galvanomètre : à partir de ces données, on peut tracer la courbe de rendement de l’enceinte.
Après avoir testé une enceinte, faites de même pour l’autre canal. On peut aussi tester comparativement les enceintes déjà installées avec celles que l’on vient d’acquérir.

Le schéma électrique du contrôleur de rendement
La figure 1 donne le schéma électrique de l’appareil de mesure. Le microphone utilisé est une capsule électret miniature préamplifiée à alimenter comme le montre la figure 2.
Le signal capté par ce microphone est transféré par C2 sur l’entrée non inverseuse + du premier amplificateur opérationnel IC1-A qui l’amplifie.
Si l’on tourne d’une extrémité à l’autre le curseur du potentiomètre R6, le signal BF est amplifié d’un minimum de 2 fois à un maximum de 11 fois. Le signal amplifié est appliqué, à travers R7, à l’entrée inverseuse du deuxième amplificateur opérationnel IC1-B remplissant la fonction d’étage redresseur idéal.
A partir de la tension alternative BF, on obtient une identique tension continue appliquée, à travers R10, à l’entrée inverseuse du troisième amplificateur opérationnel IC2, lequel alimente le microampèremètre relié entre l’entrée inverseuse et la broche de sortie.
Le trimmer R11, monté sur IC2, sert à remettre l’aiguille du galvanomètre sur le zéro de l’échelle.
Les amplificateurs opérationnels sont alimentés par une tension double symétrique –9 V 0 +9 V constituée par deux piles de 9 V 6F22 et un inverseur double S1-A/S2-B pour les mettre hors service. Mais on pourrait, si l’on préfère, se procurer ou construire une alimentation secteur 230 V / 2 x 9 V symétrique stabilisée.

Figure 1 : Schéma électrique du contrôleur de rendement pour enceintes acoustiques.
Les deux amplificateurs opérationnels IC1 et IC2 sont alimentés par une tension double symétrique 2 x 9 V pouvant être fournie par deux piles de 9 V 6F22.


Liste des composants
R1 = 4,7 kΩ
R2 = 4,7 kΩ
R3 = 1 MΩ
R4 = 1 kΩ
R5 = 2,2 kΩ
R6 = 10 kΩ pot. lin.
R7 = 10 kΩ
R8 = 22 kΩ
R9 = 1 kΩ
R10 = 4,7 kΩ
R11 = 100 kΩ trimmer
R12 = 2,2 MΩ
R13 = 10 kΩ
C1 = 10 μF électr .
C2 = 470 nF polyester
C3 = 120 pF céramique
C4 = 100 nF polyester
C5 = 100 μF électr.
C6 = 100 μF électr.
DS1 = diode 1N4150
DS2 = diode 1N4150
IC1 = TL082
IC2 = TL081
S1-A/S1-B = double interrupteur
MICRO. = capsule micro. préamplifiée
MA1 = galvanomètre 50 μA


Figure 2 : A gauche, le brochage du microphone électret préamplifié vu de dessous. La piste + est parfaitement isolée tandis que la piste de masse est reliée électriquement au boîtier métallique par de fines pistes.

Figure 3 : Brochages des circuits intégrés TL081 et TL082 vus de dessus et repère-détrompeurs en U orientés vers la gauche.

Conclusion
Cet appareil peut aussi être utilisé comme sonomètre pour contrôler les bruits que peut produire n’importe quelle source. Avec un petit multimètre analogique très bon marché, on pourra remplacer le galvanomètre 50 μA.

Un Vu-mètre à LED

Pour réaliser ce Vu-mètre nous avons utilisé un composant “fond de tiroir”, le circuit intégré pilote LM3915 de National : il fait merveille pour compléter un amplificateur BF “self made” qui en était dépourvu.
Et rien n’empêche d’en utiliser un par canal pour la stéréo, si on le souhaite.
Nous avons choisi ce circuit intégré courant car, outre le fait qu’il peut allumer 10 LED, c’est un très bon pilote logarithmique. Il faut bien sûr se procurer aussi 10 LED et les quelques composants visibles figure 1 et se mettre au travail : une plaquette d’époxy à trous et pastilles ou à trous et bandes fera l’affaire si vous ne voulez pas réaliser un petit circuit imprimé, au demeurant fort simple.

Figure 1 : Schéma électrique du Vu-mètre à 10 LED, des brochages du circuit intégré vu de dessus, du repère-détrompeur en U orienté vers le haut, du transistor BC547 vu de dessous et de la LED vue de face.

Le schéma électrique du Vu-mètre
Comme le montre le schéma électrique de la figure 1, un transistor NPN TR1 est connecté aux broches 6 et 7 du circuit intégré : il permet d’augmenter la luminosité des LED quand le niveau sonore augmente. Ce Vu-mètre a, à vrai dire, été conçu pour produire un effet visuel qui le différencie des habituels indicateurs de niveau sonore.
Le signal BF appliqué à l’entrée est prélevé sur les bornes du haut-parleur.
Quand ce signal a traversé le condensateur électrolytique C1 de 10 μF, il est redressé par la diode DS1 et la tension impulsionnelle prélevée à la sortie est lissée par le petit condensateur électrolytique C2 de 2,2 μF. En parallèle à C2 se trouve un trimmer R2 de 100 kilohms, utilisé pour doser la sensibilité du Vu-mètre.
Après avoir réglé le potentiomètre de volume sur la position habituelle d’écoute, tournez le curseur du trimmer R2 de manière à allumer un maximum de 7 ou 8 LED sur les 10 utilisées. L’intensité du courant qui les parcourt est calculée avec la formule :
mA = (2,5 : R5 ohms) x 1 000.

Nous avons pris pour R5 une valeur de 4 700 ohms, nous aurons donc dans les LED un courant de :
(2,5 : 4 700) x 1 000 = 2,66 mA environ.

Pour une luminosité supérieure, on peut utiliser une résistance R5 de 3,9 kilohms.
Si vous décidez de construire ce petit appareil, sachez qu’en reliant la broche 9 du circuit intégré au positif d’alimentation (inverseur S1, figure 1), les 10 LED s’allumeront comme s’il s’agissait d’une barre lumineuse. Si vous coupez cette connexion, grâce à S1, les LED s’allumeront une par une (point lumineux courant).
Pour alimenter le circuit, on peut se servir d’une pile de 9 V 6F22, mais elle risque de se vider assez vite, surtout si S1 est en position connectée (deux heures au plus). Aussi vaut-il peut-être mieux récupérer sur l’amplificateur une tension de 18 ou 20 V et l’abaisser à 9 ou 10 V avec un circuit intégré LM317 (régulateur positif variable).
Le schéma de cette alimentation se trouve dans le Cours.

Liste des composants
R1 = 33 kΩ 1/2 W
R2 = 100 kΩ trimmer
R3 = 10 kΩ
R4 = 1.000 Ω
R5 = 4,7 kΩ
C1 = 10 μF électr .
C2 = 2,2 μF électr.
C3 = 10 μF électr.
DS1 = Diode 1N4007
DL1-DL10 = LED
TR1 = NPN BC547
IC1 = LM3915
S1 = Inverseur
S2 = Interrupteur

Un temporisateur pour chargeur d’accus

Figure 1 : Schéma du temporisateur pour chargeur rapide d’accus NiCd.

Si vous disposez d’un chargeur d’accus dépourvu d’une temporisation, ce montage vous permettra de l’équiper facilement et à peu de frais.
Il permet de contrôler à l’aide de quatre LED le bon déroulement de la charge de votre chargeur.
Avant de passer à la description du circuit, il faut préciser que ce temporisateur à été prévu pour une durée maximale de 2 heures. Ainsi, il est uniquement approprié pour la recharge des accus au cadmium nickel prévus pour la charge rapide.
En fait, les accus au cadmium nickel courants sont prévus pour être chargés durant 14 à 16 heures avec un courant d’une valeur égale au 1/10e de leur capacité.
Par contre, les modèles prévus pour une charge rapide peuvent sans problème être chargés avec un courant égal à la moitié de leur capacité totale.
Par exemple, si vous avez un accu à charge rapide de 700 mA/h, il faut le charger en deux heures avec un courant de 350 mA.
Si vous regardez le schéma électrique de ce temporisateur (fig. 1), vous voyez le premier circuit intégré IC1, un CD4060 (fig. 2), équipé en interne d’un oscillateur (pattes 9, 10 et 11) et d’une chaîne de diviseurs qui permettent une :
division par 16     Patte 7
division par 32 Patte 5
division par 64 Patte 4
division par 128 Patte 6
division par 256 Patte 14
division par 512 Patte 13
division par 1 024 Patte 15
division par 4 096 Patte 1
division par 8 192 Patte 2
division par 16 384 Patte 3

En faisant osciller IC1 sur une fréquence de 18,2 Hertz, nous pouvons prélever sur la patte 3 qui divise par 16 384, une onde carrée qui demeure au niveau logique 1 durant 7,5 minutes et au niveau logique 0 durant 7,5 autres minutes.
Cette onde carrée est appliquée sur la patte d’entrée 13 du second circuit intégré IC2, un diviseur par 10 CD4017 (figure 2), qui fera apparaître en séquence un niveau logique 1 sur les pattes de sorties suivantes : 2, 4, 7, 10, 1, 5, 6 et 9, chaque fois que l’onde carrée appliquée sur son entrée modifiera son état logique du niveau 0 au niveau 1 et non l’inverse.
Dès la mise sous tension du circuit, un niveau logique 1 apparaîtra sur la patte 2 et cette tension passant à travers la diode DS1 fera allumer la diode LED DL1, allumage qui durera 15 minutes.
Le relais est instantanément collé dès l’appui sur le bouton poussoir.
Après 15 minutes, la patte 2 passe au niveau logique 0, mais c’est au tour de la patte 4 de passer immédiatement au niveau logique 1.
Ainsi, la tension positive passant à travers DS2 maintiendra allumé la diode LED 1 durant 15 autres minutes.
Passé 30 minutes, la patte 4 passe au niveau logique 0 et automatiquement c’est au tour de la patte 7 de passer au niveau logique 1, à cet instant, la diode LED 1 s’éteint et la diode LED 2, s’allume.
Après 45 minutes, la patte 7 passe à 0 et c’est la patte 10 qui passe au niveau 1, ainsi, la tension positive passant à travers DS2, maintient la LED 2 allumée durant 15 autres minutes.
Les 60 minutes écoulées, la patte 10 passe au niveau 0 et automatiquement la patte 1 passe au niveau logique 1, de cette façon, la diode LED 2 s’éteint et c’est la diode LED 3 qui s’allume.
Après 75 minutes, la patte 10 passe au niveau logique 0 et la patte 5 passe au niveau logique 1, ce qui permettra d’allumer la diode LED 3 par la diode DS6.
Passé les 90 minutes, la patte 5 passe au niveau 0 et la patte 6 passe au niveau 1, ce qui permet l’extinction de la LED 3 et d’allumer la LED 4 qui restera ainsi allumée durant 15 minutes.
En faisant la somme de tous les temps comptabilisés jusqu’ici, cela nous donne 105 minutes.
Après 105 minutes, la patte 6 passe au niveau logique 0, mais automatiquement, la patte 9 passe au niveau logique 1, ainsi, la tension positive passant à travers DS8 maintiendra allumée la LED 4 durant 15 minutes.
Les 120 minutes écoulées (cela correspond à 2 heures), la diode LED DL4 s’éteint et automatiquement le relais se désexcite, coupant ainsi la tension de charge.
Les diodes au silicium DS1 à DS8 présentes sur chacune des sorties sont absolument indispensables pour éviter que la tension positive qui sort d’une patte vienne mettre en court-circuit la patte adjacente qui se trouve à cet instant au niveau logique 0.
Le temps de 120 minutes écoulé, sur la patte 11 d’IC2, nous avons un niveau logique 1, lequel, passant à travers DS9 rejoint la patte d’horloge 11 d’IC3-A, un flip-flop du type “D”, contenu dans le circuit intégré CD4013 (figure 2).
Dès qu’une impulsion positive atteint la patte 11 d’IC3-A, sur la patte 13 de sortie, nous retrouvons la même impulsion, qui ira remettre à zéro le second flip-flop IC3-B.
Ce deuxième flip-flop a la double fonction de désexciter le relais RL1 et de remettre à zéro les deux compteurs IC1 et IC2 à la fin du cycle de charge.
Comme on peut le noter, les pattes de sorties 2 et 5 d’IC3-B sont directement reliées aux pattes 12 et 15 de reset des deux circuits intégrés IC1 et IC2.
La patte de sortie 1 d’IC3-B pilote le transistor TR1, utilisé pour commander le relais.
Le bouton poussoir P1 est appuyé après avoir allumé le temporisateur pour démarrer le cycle de charge.
Si P1 était appuyé durant le cycle de charge, la totalité du système est remis à zéro.

Liste des composants
R1 = 1 MΩ
R2 = 470 kΩ
R3 = 560 kΩ
R4 = 33 kΩ
R5 = 100 kΩ
R6 = 100 kΩ
R7 = 22 kΩ
R8 = 47 kΩ
C1 = 68 nF polyester
C2 = 100 nF polyester
C3 = 100 μF 25 V électr.
C4 = 10 μF 25 V électr.
C5 = 10 μF 25 V électr.
D1-DS10 = 1N4148
DS11 = 1N4005
DL1-DL5 = LED rouges
TR1 = Darlington NPN BC517
IC1 = CD4060
IC2 = CD4017
IC3 = CD4013
P1 = Poussoir
RL1 = Relais min. 12 V 1 RT

Toutes les résistances sont des 1/4 W à 5 %.





Figure 2 : Brochage vu de dessus des circuits intégrés et vu de dessous du transistor Darlington utilisé dans le montage.

Un oscillateur sinusoïdal simple

Figure 1 : Schéma électrique de l’oscillateur sinusoïdal simple.

Cet oscillateur sinusoïdal est constitué par un circuit intégré NE555, qu’on n’a pourtant plus l’habitude de trouver dans la constitution d’oscillateurs à onde carré.
Même si le schéma électrique semble très simple, cet appareil est réellement étonnant et il rendra de nombreux services à tous les passionnés de BF (voir figure 1).
L’amplification du signal est confiée à un transistor NPN type BC239 ou un autre équivalent.
Lorsqu’on tourne le potentiomètre R2 de 100 kilohms d’une extrémité à l’autre, on démarre d’une fréquence minimale d’environ 90 Hz et on peut atteindre une fréquence maximale d’environ 1 400 Hz.
Sur les pattes de sortie 2 et 6, reliées entre elles, nous ne retrouvons pas un signal parfaitement sinusoïdal, mais le transistor TR1 et les deux diodes au silicium DS1 et DS2 connectées en opposition de polarité, contribueront à lui donner la forme souhaitée.
Pour ceux qui voudraient dépasser la fréquence maximale permise de 1 400 Hz, il est suffisant de modifier la valeur du condensateur C2, en le remplaçant par un autre d’une valeur de 82 nF ou même de 68 nF.
Il faut également signaler que l’amplitude maximale du signal que l’on peut prélever à la sortie de l’oscillateur ne dépasse pas 1 volt crête à crête, qui correspond à une tension efficace de 0,35 volt.
Afin de le rendre parfaitement audible, il faudra donc faire suivre ce montage d’un étage amplificateur BF ou injecter son signal à l’entrée d’un préamplificateur.
La distorsion harmonique de ce signal sinusoïdal est d’environ 3 %. Pour alimenter cet oscillateur, il faut utiliser une tension stabilisée de 12 volts.

Liste des composants
R1 = 2,2 kΩ
R2 = 100 kΩ pot.
R3 = 4,7 kΩ
R4 = 12 kΩ
R5 = 12 kΩ
R6 = 10 kΩ
C1 = 100 nF polyester
C2 = 100 nF polyester
C3 = 100 μF électrolytique
C4 = 10 μF électrolytique
DS1 = Diode 1N4148
DS2 = Diode 1N4148
TR1 = NPN BC239
IC1 = Intégré NE555


Figure 2 : Brochage du circuit intégré NE555 vu de dessus, repère de positionnement tourné vers la gauche et brochage du transistor BC239 vu de dessous.

Slot machine ou Jackpot

Figure 1 : Schéma électrique du Slot machine ou Jackpot.

Voici un petit appareil qui permettra de s’amuser seul ou en famille en simulant le fameux jeu si populaire dans bon nombre de casinos.
Les trois portes NAND à trigger de Schmitt IC5-A, IC5-B et IC5-C contenues dans le circuit intégré TTL SN74132, sont utilisées pour réaliser des oscillateurs astables.
Comme leur capacité respective C5, C6 et C7 sont de valeur différente, sur leur sortie, nous obtenons trois fréquences différentes.
Ces différentes fréquences sont appliquées sur une des deux entrées des portes NAND IC4-A, IC4-B et IC4-C.
Ces trois fréquences appliquées sur la patte d’entrée 14 de chacun des circuits intégrés SN7493 (IC1, IC2 et IC3), permettent d’obtenir des niveaux logiques aléatoires sur leur patte de sortie 8 et 9.
Les transistors TR1 et TR2 connectés sur IC1, TR3 et TR4 connectés sur IC2, TR5 et TR6 connectés sur IC3, permettent d’allumer rapidement sur les trois afficheurs, les trois symboles L-7-0 et un blanc (pas d’affichage).
N’importe quels afficheurs à anode commune feront l’affaire.
Pour faire fonctionner cet appareil, il suffit de déplacer le levier S1 vers le positif de l’alimentation, puis de le replacer vers la masse (voir figure 1).
A la place de l’interrupteur à levier, vous pouvez installer un bouton poussoir (voir figure 2) qui sera plus pratique lors d’une utilisation intensive.
Le système s’active, puis s’arrête et sur les afficheurs restent figés les symboles présents à l’instant de l’arrêt.
Si, sur les afficheurs, deux, ou mieux trois, symboles identiques apparaissent, vous avez gagné.
Pour alimenter le montage, il faut utiliser une tension régulée de 5 volts, indispensable aux circuits TTL utilisés.

Liste des composants
R1 = 820 Ω
R2 = 820 Ω
R3 = 820 Ω
R4 = 820 Ω
R5 = 820 Ω
R6 = 820 Ω
R7 = 10 kΩ
R8 = 10 kΩ
R9 = 10 kΩ
R10 = 10 kΩ
R11 = 10 kΩ
R12 = 10 kΩ
R13 = 10 kΩ
R14 = 10 kΩ
R15 = 10 kΩ
C1 = 100 nF polyester
C2 = 100 nF polyester
C3 = 100 nF polyester
C4 = 100 nF polyester
C5 = 10 nF polyester
C6 = 470 nF polyester
C7 = 100 nF polyester
C8 = 100 nF polyester
TR1 = NPN BC547
TR2 = NPN BC547
TR3 = NPN BC547
TR4 = NPN BC547
TR5 = NPN BC547
TR6 = NPN BC547
IC1 = SN7493
IC2 = SN7493
IC3 = SN7493
IC4 = SN7408
IC5 = SN74132
DISPLAY 1-3 = Afficheurs anode commune
S1 = Inverseur
(P1) = Poussoir
(R16) = 220Ω

Toutes les résistances sont des 1/4 de W à 5 %.


Figure 2 : Modification de la commande de jeu.

Figure 3 : Brochage des circuits intégrés vus de dessus, des afficheurs possibles vus de derrière et du transistor BC547 vu de dessous.

Un générateur d’effets sonores

Figure 1 : Schéma électrique du générateur d’effets sonores.

Ce générateur d’effets sonores est en mesure de reproduire de nombreux effets sonores différents, comme les gazouillis des oiseaux, le bruit d’une locomotive à vapeur, différents cris d’animaux et les plus étranges sons spatiaux, en tournant simplement les trois potentiomètres R2, R6 et R9.
Pour obtenir ces différents sons, il est nécessaire de les rechercher expérimentalement en tournant l’un ou l’autre des potentiomètres, jusqu’à l’obtention de l’effet désiré.
Au début, vous pourrez rencontrer quelques difficultés, ne sachant pas sur quelle position il convient de tourner les trois potentiomètres, puis, avec un peu de pratique et en faisant plusieurs essais, tout deviendra beaucoup plus simple.
Une fois le son recherché obtenu, vous pouvez tracer un repère sur la face avant en regard des trois potentiomètres, de façon à le retrouver facilement lorsque vous souhaitez le reproduire.
Pour la description du circuit (figure 1), commençons par les deux portes NAND IC1-A et IC1-B contenues à l’intérieur du circuit intégré CD4011.
Ces deux portes constituent un générateur d’ondes carrées, dont on peut faire varier le rapport cyclique à l’aide du potentiomètre R2.
En pratique, la demi-onde positive de l’onde carrée a toujours la même durée temporelle, celle qui change est la durée de la demi-onde négative.
Avec cette onde carrée dont le rapport cyclique est variable, nous pilotons, au travers de la diode DS2, la patte 9 du circuit intégré IC2, un second circuit CMOS, type CD4046 utilisé comme VCO (oscillateur commandé en tension).
Le condensateur C6 placé sur les pattes 6 et 7, génère une deuxième onde carrée dont la fréquence peut être modifiée en tournant d’un extrême à l’autre le potentiomètre R9.
Le troisième potentiomètre R6, placé entre la patte 9 et la masse sert pour modifier l’amplitude de la tension de modulation et, comme vous pourrez le constater, plus cette tension sera élevée, plus les variations de fréquences qui sortiront de la patte 4 de ce même circuit intégré seront également élevées.
Comme le signal issu de cette patte n’est pas suffisamment musclé pour piloter un haut-parleur, il est appliqué sur la base d’un transistor de moyenne puissance, un 2N1711 qui se charge de l’amplifier.
Pour alimenter ce montage, il faut utiliser une pile de 9 volts ou mieux, une petite alimentation stabilisée en mesure de fournir cette tension avec une intensité de 500 mA.

Liste des composants
R1 = 47 kΩ
R2 = 47 MΩ trimmer
R3 = 1 MΩ
R4 = 47 kΩ
R5 = 6,8 kΩ
R6 = 2,2 MΩ trimmer
R7 = 100 kΩ
R8 = 10 MΩ
R9 = 100 kΩ trimmer
R10 = 4,7 kΩ
R11 = 33 kΩ
R12 = 12 kΩ
R13 = 10 Ω
C1 = 100 μF 16 V électr.
C2 = 100 nF polyester
C3 = 100 nF polyester
C4 = 100 nF polyester
C5 = 220 nF polyester
C6 = 22 nF polyester
C7 = 1 μF polyester
C8 = 10 μF 35 V électr.
C9 = 100 nF polyester
DS1 = 1N4148
DS2 = 1N4148
TR1 = NPN 2N1711
IC1 = CMOS 4011B
IC2 = CMOS 4046
HP1 = Haut-parleur 8 Ω 1/2 W
S1 = Interrupteur

Sauf spécification contraire, les résistances sont des 1/4 W à 5 %.



Figure 2 : Brochage des deux circuits intégrés vu de dessus.

Figure 2a : Brochage du transistor 2N1711 vu de dessous.

Note : Le transistor 2N1711 peut, sans problème, être remplacé par un équivalent NPN comme le BD137.

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