Un impédancemètre pour haut-parleur

Pour mesurer l’impédance d’un haut-parleur, il faut un générateur BF capable de fournir une onde parfaitement sinusoïdale de fréquence allant de 20 Hz à 20 kHz : en faisant passer un courant constant entre les bornes du haut-parleur, on peut alors en connaître l’impédance. C’est ce que se propose de faire l’inpédancemètre pour HP que nous vous invitons à réaliser.


On ne trouve guère d’impédancemètre pour haut-parleur ou casque à écouteurs dans un labo d’électronique et beaucoup s’imaginent que, pour effectuer une telle mesure, un ohm-mètre suffit. Or, ce n’est pas le cas, votre ohm-mètre n’indique pas l’impédance de votre haut-parleur et, sil’étiquette la mentionnant a disparu, l’impédance reste inconnue : 4 ohms, 8 ohms ? Comment savoir ? En effet, pour mesurer l’impédance d’un haut-parleur, il faut un générateur BF capable de fournir une onde parfaitement sinusoïdale à la fréquence de 1 kHz, car c’est là la fréquence pour laquelle le constructeur a établil’impédance caractéristique du haut-parleur.

Notre réalisation
Notre générateur peut fournir des ondes sinusoïdales de fréquences allant de 20 Hz à 20 kHz environ : cela afin de vous permettre de voir comment varie l’impédance d’un haut-parleur en fonction de la fréquence, mais aussi de déterminer la fréquence de résonance de la membrane. La demie gamme allant de 20 Hz à 1 kHz sert à trouver la valeur de l’impédance d’un haut-parleur “inconnu” (à tester), mais aussi sa fréquence de résonance en air libre et en enceinte acoustique (voir figure 1), la demie gamme allant de 1 kHz à 20 kHz pour voir comment varie l’impédance en fonction de la fréquence de travail. Connaître la valeur de l’impédance d’un haut-parleur est fort utile car, sinous relions un haut-parleur de 8 ohms à la sortie d’un étage final BF de puissance réclamant une charge de 4 ohms, la puissance sonore obtenue sera moindre. Siau contraire nous relions un haut-parleur de 4 ohms à la sortie d’un étage final nécessitant une impédance de charge de 8 ohms, nous encourrons le risque d’endommager les transistors finaux car nous obligerons l’amplificateur à fournir un courant plus élevé que prévu. Par exemple, sinous avons un étage final de 60 W conçu pour une charge de 8 ohms, les transistors finaux devront fournir un courant maximal de : ampère = racine carrée de watt : ohm ce quidonne :
racine carrée de 60 : 8 = 2,73 A
Sià la sortie de cet étage final nous relions une charge de 4 ohms, les transistors finaux devront fournir un courant nettement supérieur :
racine carrée de 60 : 4 = 3,87 A
Cet exemple démontre qu’en changeant la valeur de l’impédance d’un haut-parleur on change aussi sa consommation de courant, donc le courant que l’étage final doit luifournir, ainsique la puissance sonore. Mais vous vous demandez peut-être dans quelle mesure l’impédance d’un haut-parleur peut varier : en luireliant notre appareil, vous vous rendrez compte que sa fréquence de résonance peut augmenter, même nettement, par rapport à l’impédance caractéristique inscrite dessus (voir figure 1) et cela parce que le cône, à cette fréquence précise, présente une inertie mécanique augmen tant pendant son mouvement d’avant en arrière. Quand ensuite on insère le hautparleur dans une enceinte acoustique, la valeur de sa fréquence de résonance augmente de quelques dizaines de Hz et, pour la réduire, dans les enceintes acoustiques de type “bass-refl ex” se trouve un tube résonateur réglé de façon à diminuer le plus possible cette fréquence, afin d’augmenter ainsile rendement des basses et des super-basses. Pour mesurer la valeur de l’impédance de n’importe quel haut-parleur ou casque, ainsique pour savoir comment varie l’impédance en fonction de la fréquence, nous avons conçu cet instrument de mesure simple.
 Figure 1 : L’air exerce sur le cône du haut-parleur une force qui, à une certaine fréquence produit une “résonance mécanique”. Le pic A du dessin est la valeur de la fréquence de résonance d’un haut-parleur en air libre, le pic B la fréquence de résonance de ce même haut-parleur lorsqu’il est monté dans une enceinte acoustique. En A, nous avons une impédance de 100 ohms à une fréquence d’environ 50 Hz et en B une impédance de 40 ohms à une fréquence d’environ 70 Hz.

Schéma électrique
La figure 2 donne le schéma électrique complet de ce générateur d’ondes sinusoïdales BF. Commençons la description par le circuit intégré IC1, un générateur à pont de Wien TDA7052 ou TDA7052B, capable de fournir en sortie un signal à très faible distorsion : ce circuit intégré est un petit étage final BF et nous l’utilisons comme oscillateur BF (voir figure 4 son schéma synoptique et son brochage). Pour obtenir le pont de Wien, nous nous servons d’un double potentiomètre R1/R3 et d’un double inverseur S1-A/S1-B lequel, insérant dans le circuit diverses valeurs de capacité, permet d’obtenir les différentes gammes de fréquences : - quand, dans le circuit, sont insérés C1 et C3 de 1 μF (position A), le circuit intégré fournit en sortie la gamme de fréquences comprise entre 20 Hz et 1 kHz environ, - quand, dans le circuit, sont insérés C2 et C4 de 39 nF (position B), le circuit intégré fournit en sortie la gamme de fréquences comprise entre 500 Hz et 20 kHz environ. Des broches de sortie 8 et 5 de IC1 sortent deux signaux parfaitement identiques, mais en opposition de phase, que nous exploitons ainsi: - sur la broche 8 nous prélevons, à travers le condensateur polyester C11, le signal sinusoïdal produit en l’appliquant à l’entrée inverseuse du premier amplificateur opérationnel IC2-A, - sur la broche 5 nous prélevons le signal sinusoïdal opposé à travers le condensateur électrolytique C10 et nous l’appliquons sur la prise de sortie vers le fréquencemètre, que nous utiliserons pour connaître la valeur de la fréquence produite. Ensuite, à travers le second condensateur électrolytique C9, le même signal est envoyé aux diodes redresseuses DS1 et DS2 et la tension continue obtenue est utilisée pour piloter la base de TR1, dont le collecteur est relié à la broche 4 de IC1 laquelle, comme le montre la figure 2, est la broche de contrôle de volume. Donc, une fois le trimmer R9 réglé sur la valeur d’amplitude requise, sicette dernière augmentait, TR1 réduirait l’amplification de IC1. Siau contraire l’amplitude diminuait, TR1 augmenterait l’amplification : nous obtenons ainsien sortie un signal d’amplitude constante sur toute la gamme des fréquences produites. Cecidit, revenons au premier amplificateur opérationnel IC2-A, utilisé comme générateur de courant constant en alternatif, capable de fournir en sortie un courant fixe de 10 mA. Ce courant est appliqué par deux prises croco aux bornes du haut-parleur à tester. Étant donné qu’à travers le haut-parleur passe un courant constant, à ses bornes est disponible une tension dont nous pouvons trouver la valeur avec la formule :
mV = mA x ohm
Donc, aux bornes d’un haut-parleur de 8 ohms, nous trouverons une tension alternative de :
10 x 8 = 80 mV
Et aux bornes d’un haut-parleur de 4 ohms une tension alternative de :
10 x 4 = 40 mV
Alors qu’aux bornes d’un casque de 32 ohms, nous trouverons une tension alternative de :
10 x 32 = 320 mV soit 0,32 V
La valeur de la tension alternative présente sur ces douilles est prélevée par l’électrolytique C13 et appliqué sur la broche d’entrée inverseuse de l’amplificateur opérationnel IC3-A, utilisé comme redresseur idéal double alternance capable de redresser avec précision même les plus petites variations de tension. Note : R18 et R19, de 10 k et 56 k, sont en parallèle pour obtenir une valeur résistive de 8,485 k. La tension continue présente à la sortie de IC3-A, est appliquée à l’entrée non inverseuse du troisième amplificateur opérationnel IC3-B, utilisé seulement comme étage séparateur. Cet amplificateur opérationnel n’amplifie aucun signal et n’est utilisé que pour transformer l’impédance élevée du signal fournipar IC3-A en un signal basse impédance permettant d’utiliser tout type de multimètre, numérique ou analogique. Le dernier amplificateur opérationnel IC2-B est utilisé pour obtenir une masse virtuelle égale à la moitié de la tension fournie par la pile de 9 V.
 Figure 2 : Schéma électrique du générateur BF capable de fournir des ondes parfaitement sinusoïdales. Sil’on place l’inverseur S1-A/S1-B en position A, on obtient en sortie toutes les fréquences comprises entre 20 Hz et 1 kHz environ, sion le place en B, on obtient toutes les fréquences comprises entre 500 Hz et 20 kHz environ. Le haut-parleur à mesurer est à relier aux deux fils partant des bornes “Entrée haut-parleur” et le multimètre aux deux douilles de droite.

 Liste des composants
R1 = 10 kΩ pot. lin.
R2 = 180 Ω
R3 = 10 kΩ pot. lin.
R4 = 180 Ω
R5 = 47 Ω
R6 = 1 Ω
R7 = 47 kΩ
R8 = 22 kΩ
R9 = 50 kΩ trimmer 10 t.
R10 = 1 kΩ
R11 = 100 kΩ
R12 = 100 kΩ
R13 = 100 kΩ
R14 = 100 kΩ
R15 = 100 ohm
R16 = 50 kΩ trimmer 10 g.
R17 = 1 MΩ
R18 = 10 kΩ
R19 = 56 kΩ
R20 = 10 kΩ
R21 = 22 kΩ
R22 = 1 kΩ
R23 = 1 kΩ
R24 = 10 kΩ
R25 = 10 kΩ
C1 = 1 μF polyester
C2 = 39 nF polyester
C3 = 1 μF polyester
C4 = 39 nF polyester
C5 = 10 μF électrolytique
C6 = 100 μF électrolytique
C7 = 4,7 μF électrolytique
C8 = 100 μF électrolytique
C9 = 10 μF électrolytique
C10 = 10 μF électrolytique
C11 = 1 μF polyester
C12 = 100 nF polyester
C13 = 10 μF électrolytique
C14 = 100 nF polyester
C15 = 10 μF électrolytique
C16 = 10 μF électrolytique
C17 = 100 nF polyester
C18 = 10 μF électrolytique
C19 = 10 μF électrolytique
DS1 = 1N4148
DS2 = 1N4148
DS3 = 1N4148
DS4 = 1N4148
DL1 = LED
TR1 = NPN BC547
IC1 = intégré TDA7052B
IC2 = intégré NE5532
IC3 = intégré NE5532
S1 = double inverseur
S2 = interrupteur

Divers
1 douille banane noire
1 douille banane rouge
1 prise pour pile 9 V
1 boîtier avec face avant alu Sauf spécification contraire,

Toutes les résistances sont des 1/4 W à 5 %.
 Figure 3 : Nous pouvons appliquer à la sortie de notre impédancemètre un multimètre numérique réglé sur la portée 200 mVcc ou un multimètre analogique réglé sur la portée 0,3 Vcc.

 La réalisation pratique
Sivous suivez avec attention les figures 8a, 7 et 9, vous ne devriez pas rencontrer de problème pour monter cet impédancemètre : procédez par ordre, afin de ne rien oublier, de ne pas intervertir les composants se ressemblant, de ne pas inverser la polarité des composants polarisés et de ne faire en soudant nicourt-circuit entre pistes et pastilles nisoudure froide collée. Quand vous êtes en possession du circuit imprimé double face à trous métallisés (dessins, à l’échelle 1, des deux faces figure 8b-1 et 2), montez tous les composants comme le montre la figure 8a. Placez d’abord les huit picots d’interconnexions puis les trois supports des circuits intégrés et vérifiez que vous n’avez oublié de souder aucune broche. Là encore, nicourt-circuit entre pistes ou pastilles nisoudure froide collée. Ôtez l’éventuel excès de fl ux décapant avec un solvant approprié. Montez alors les résistances, en contrôlant soigneusement leurs valeurs (classez-les d’abord) : appuyez-les bien contre la surface du circuit imprimé. Continuez par les diodes DS1 et DS2, en bas à gauche : bagues noires repèredétrompeurs orientées toutes les deux vers TR1, puis par DS3 et DS4, près de IC3 : bagues vers la droite. Montez alors tous les condensateurs polyesters, puis les électrolytiques en respectant bien la polarité +/– de ces derniers (la patte la plus longue est le + et le – est inscrit sur le côté du boîtier cylindrique). Insérez les deux trimmers multitour R9 et R16 et le transistor TR1, méplat repère-détrompeur tourné vers C8. Montez ensuite l’interrupteur S2 et le double inverseur S1, ainsique le double potentiomètre R1/R3. Tous trois sont fixés au circuit imprimé par soudure des broches et, en plus, par la carcasse de R3, comme le montre la figure 6 : pour souder la carcasse du potentiomètre et les trois cosses supérieures de R1, utilisez des morceaux de fil de cuivre dénudé (avant de souder R1/R3, raccourcissez son axe à 9 mm). Près de S2, insérez la LED rouge en respectant bien sa polarité +/– (la patte la plus longue est l’anode + et la plus courte est la cathode –).
 Figure 4 : Schéma synoptique et brochage vu de dessus du circuit intégré TDA7052 utilisé dans ce montage comme étage oscillateur IC1.
  Figure 5 : Brochages du circuit intégré double amplificateur opérationnel NE5532 vu de dessus (repère-détrompeur en U vers la gauche) et du transistor NPN BC547 vu de dessous.
 Figure 6 : Raccourcissez l’axe du double potentiomètre R1/R3 et fixez ce composant sur le circuit imprimé en soudant la carcasse métallique de R3 à la masse à l’aide d’un morceau de fil de cuivre dénudé.
 Figure 7 : Photo d’un des prototypes de la platine de l’impédancemètre pour haut-parleur.
 Figure 8a : Schéma d’implantation des composants de l’impédancemètre pour haut-parleur ou casque. Le réglage commence en tournant le curseur du trimmer multitour R16, près de IC3, jusqu’à ce que l’aiguille d’un simple multimètre analogique arrive à 0, ou bien jusqu’à lire sur un multimètre numérique 00,0 mV. Ensuite, tournez le curseur du trimmer multitour R9, en bas à gauche, jusqu’à ce que l’aiguille d’un multimètre analogique arrive à 100 mV, ou bien qu’un multimètre numérique indique 100,0 mV. Quand vous insérez la LED DL1, enfilez la patte la plus longue (anode +) dans le trou A et la plus courte (cathode –) dans le trou K (voir figure 6).
Figure 8b-1 : Dessin, à l’échelle 1, du circuit imprimé double face à trous métallisés de l’impédancemètre pour haut-parleur, côté composants.

  Figure 8b-2 : Dessin, à l’échelle 1, du circuit imprimé double face à trous métallisés de l’impédancemètre pour haut-parleur, côté soudures.

 Le montage dans le boîtier
Ouvrez les deux demi-coques du boîtier en plastique noir, comme le montre la figure 9 et percez deux trous dans la demi-coque inférieure, dans le petit côté opposé au compartiment de la pile, pour le passage des deux paires de fils rouge/noir allant au fréquencemètre et au haut-parleur à tester. Fixez-y la platine au fond à l’aide de quatre vis autotaraudeuses. Soudez les deux paires de fils rouge/noir, mentionnés ci-dessus, aux quatre picots correspondants (à l’autre bout, vous pouvez monter deux paires de pinces croco rouges/noires). Enfilez, à partir du compartiment de la pile, les deux fils rouge/noir de la prise de pile et soudez-les aux deux picots en haut à gauche. Respectez bien la polarité de ces trois paires de fils rouge/noir en vous basant sur les couleurs (rouge+, noir–). Prenez maintenant la seconde demicoque (supérieure ou couvercle), posez à l’extérieur la face avant en aluminium percée et sérigraphiée et servez-vous d’elle comme d’un gabarit de perçage. Une fois les six trous percés, collez la face avant en aluminium sur le couvercle et montez les deux douilles rouge/noire de sortie vers le multimètre, comme le montre la figure 10. Retournez-la et mettez-la à côté de l’autre, comme le montre la figure 9 et soudez la paire de fils rouge/noir entre ces douilles et les picots restants (en haut à droite), toujours en respectant la polarité à l’aide des couleurs. Les autres composants de la face avant sont fixés au circuit imprimé et ils traversent le couvercle et la face avant quand vous fermez le boîtier. Il reste à enfoncer dans leurs supports les trois circuits intégrés, repère-détrompeurs en U orientés vers le haut, c’est-à-dire le compartiment de la pile. Placez la pile de 9 V 6F22 dans son compartiment (par l’extérieur) et reliez-la à sa prise. Ne fermez pas le boîtier avant d’avoir effectué les réglages.

 Figure 9 : Montage dans le boîtier plastique. La platine de l’impédancemètre pour haut-parleur est fixée au fond de la demi-coque inférieure par quatre vis autotaraudeuses (deux seulement sont montées sur la photo). Un compartiment pour la pile de 9 V 6F22 est prévu. Sur la demie coque supérieure (face avant) sont montées les deux douilles rouge/noire allant au multimètre. La face avant reçoit aussi la LED, le double potentiomètre, l’interrupteur M/A et l’inverseur.

 Figure 10 : La face avant en aluminium, percée et sérigraphiée, sert de gabarit pour le perçage du couvercle plastique.

 Les réglages
Il s’agit de régler les trimmers ainsi:
1 - court-circuiter les pinces croco des fils allant au haut-parleur à tester,
2 - reliez les douilles rouge/noire au multimètre, numérique ou analogique, portée tension continue : sile multimètre est analogique, réglez-le sur la portée la plus faible, 0,3 V fond d’échelle par exemple, sile multimètre est numérique, réglez-le sur 200 mV fond d’échelle,
3 - tournez le curseur du trimmer multitour R16 de 50 k, près de IC3, jusqu’à ce que l’aiguille vienne en face du 0 ou que l’afficheur indique 00,0,
4 - sivous utilisez un multimètre analogique, vous devez le débrancher avant de débrancher les prises croco des bornes du haut-parleur examiné, afin d’éviter un choc en fond d’échelle et d’endommager l’aiguille ou l’équipage mobile, sien revanche vous utilisez un multimètre numérique, vous pouvez le laisser branché car il ne risque rien de tel,
5 - débranchez les deux prises croco court-circuitées et reliez-les aux extrémités de la résistance de précision de 10 ohms que vous avez acquise, ses bagues de couleurs sont : marron-noir-noir-or-marron-rouge,
6 - rebranchez aux douilles de sortie le multimètre puis, avec un petit tournevis, tournez le curseur du trimmer R9 de 50 k, près de la Sortie fréquencemètre, jusqu’à ce que l’aiguille, ou l’afficheur, indique 100 mV,
7 - si, en appliquant une résistance de 10 ohms sur le multimètre, vous lisez une tension de 100 mV, il va de soiqu’en utilisant un hautparleur de 8 ohms d’impédance vous lirez 80 mV, en utilisant un haut-parleur de 4 ohms 40 mV et un casque de 32 ohms 320 mV.

Note : sile multimètre est analogique, n’oubliez pas de le débrancher avant de débrancher le haut-parleur en examen.

Fermez le couvercle du boîtier, montez le bouton du double potentiomètre et solidarisez les deux demi-coques à l’aide de quatre vis. Comment utiliser l’instrument L’impédance caractéristique d’un hautparleur est toujours mesurée à 1 kHz. Placez S1-A/S1-B en position A (20 Hz à 20 kHz) et tournez le double potentiomètre R1/R3 dans le sens horaire de façon à ce que l’appareil produise une fréquence de 1 kHz environ. Une sortie, en bas à gauche, est prévue pour relier un fréquencemètre permettant de lire la fréquence produite, mais le 1 kHz n’est pas du tout critique et 1,1 kHz ou 900 Hz feront aussi bien l’affaire (la différence d’impédance sera dérisoire). Après avoir lu la valeur de l’impédance, tournez le double potentiomètre R1/R3 dans le sens antihoraire, vers 20 Hz, afin de trouver la valeur de la fréquence de résonance. Si, par exemple, vous avez inséré un hautparleur dont l’impédance à 1 kHz est de 8 ohms, en descendant vers 20 Hz vous verrez que son impédance monte brutalement à 90 ou 100 ohms : ce pic correspond à la fréquence de résonance du haut-parleur. Celle-civarie d’un haut-parleur à un autre : elle est plus basse sur les “woofers” (haut-parleurs pour les basses) que sur les “mid-range” (media). D’autre part, cette fréquence change quand on insère le haut-parleur dans une enceinte acoustique avec des filtres “cross-over” adéquats. Sil’on place S1-A/S1-B sur la portée de 500 Hz à 20 kHz et sil’on tourne R1/R3 vers 20 kHz, l’impédance augmente lentement et dépasse 8 ohms : comme le montre le graphique de la figure 1, l’impédance d’un haut-parleur varie selon les fréquences appliquées. Sur ce graphique, il s’agit d’un hautparleur pour les media (les fréquences moyennes), sivous testez un autre type de haut-parleur, vous trouverez des graphiques bien différents. Avec votre impédancemètre pour haut-parleur et casque pourvu d’une sortie vers fréquencemètre numérique, vous pouvez facilement contrôler la valeur de la fréquence de résonance de n’importe quel haut-parleur et voir comment varie son impédance quand on fait varier la fréquence appliquée entre 20 Hz et 20 kHz. Vous allez découvrir comment une enceinte acoustique peut modifier la fréquence de résonance d’un haut-parleur : sivous vous consacrez à la Hi-Fi, vous verrez combien est utile cet instrument de mesure qu’on ne trouve pourtant nulle part dans le commerce.


Figure 11 : La tension à appliquer au multimètre est prélevée sur les deux douilles rouge/noire de la face avant. Pour mesurer l’impédance d’un haut-parleur, vous devez relier ses bornes aux deux fils rouge/noir sortant du trou de droite.

Une liaison HF USB entre ordinateurs à module AUREL XTR903

Ce lien radio utilise le tout nouvel émetteur/récepteur Aurel XTR903 pour permettre des échanges de données sans fil entre deux PC. L’appareil se sert des ports USB sur lesquels il prélève la tension d’alimentation. Il peut fonctionner à 433 ou 868 MHz avec une vitesse de transmission de 9 600 à 38 400 bits/s.
Cette liaison HF USB utilise le fameux circuit intégré FT232BM avec lequel il est possible d’effectuer la conversion des données de format USB provenant d’un PC en données de format sériel RS232 : en effet, le montage proposé ici se fonde sur le nouveau module Aurel émetteur/récepteur XTR 903 qui va de pair avec ce FT232BM. Cette liaison, permettant de relier entre eux deux PC sans fil (ou par pont radio), met en oeuvre le module Aurel et les ports USB des PC. Les prestations (en terme de probabilité de perte d’un caractère transmis), nous le verrons, sont plus que bonnes.
Notre but, au-delà de la réalisation d’une liaison HF USB, est de découvrir le nouveau module Aurel que nous utilisons pour la première fois, ainsi que les circuits intégrés Nordic, numéro 1 mondial dans le domaine des puces HF. Ce nouveau module constitue une solution simple et économique au problème de l’émission/réception de données par HF.
L’emploi d’un microprocesseur incorporé dans le module permet en effet un transfert transparent en logique TTL sans avoir à faire de mise en paquet ni à utiliser de codifications d’équilibrage, ce qui permet à l’usager d’éviter l’écriture complexe d’une routine de gestion (voir figure 2).
Il existe trois versions du module, mais deux, surtout, sont disponibles : XTR903-A4, travaillant sur la bande des 433 MHz et XTR903-A8 sur celle des 868 MHz. Ici nous utilisons le A8 à 868 MHz et le circuit intégré FT232BM est utilisé pour la liaison entre le module et le port USB du PC, ainsi que pour la conversion des données provenant de ce dernier. Le module proprement dit est utilisé pour l’émission et la réception HF. Analysons notre circuit en portant un regard attentif à ce module : il permet l’émission et la réception des données à travers une communication sans fil par transfert transparent en logique RS232. Cela signifie que l’usager final doit seulement fournir au port sériel du module (à travers un microcontrôleur, un PC, etc.) les données à transmettre au format RS232, ce qui réduit le temps de développement des applications.
Les seules opérations laissées à l’usager sont la conversion des niveaux de tension vers ceux utilisés par le microcontrôleur (typiquement 0 et +3 V) et l’éventuel contrôle de la perte des données en émission. Le XTR903 supporte trois vitesses de transmission (9 600, 19 200 et 38 400 bits/s) sélectionnables au moyen de deux lignes numériques “d’input” (SP1 et SP2). À chaque vitesse est associée une redondance différente sur les données à envoyer : en particulier à la vitesse de 9 600 bits/s est associée une double codification de Hamming plus Manchester, à 19 200 bits/s on a associé seulement la codification Manchester et à 38 400 bits/s une codification “Scrambling”. Par conséquent, avec une vitesse de transmission de 38 400 bits/s aucun contrôle d’exactitude des données n’est présent, à 19 200 bits/s un contrôle de la détection d’un seul bit erroné par donnée est présent, enfin à 9 600 bits/s un contrôle plus sûr réussissant à corriger un seul bit erroné par donnée est présent.
La technique de modulation utilisée par le module est de type FSK (“Frequency Shift Keying”) qui, par rapport à la modulation d’amplitude, offre une plus grande immunité aux perturbations. La puissance HF, de concert avec la sensibilité, permet de couvrir une distance d’environ 200 mètres en espace libre quand on se sert d’antennes omnidirectionnelles, comme le montre la figure 1. La bande disponible est divisée en dix canaux et le module peut émettre à l’intérieur d’un seul canal à chaque fois, mais cela (nous le verrons très bientôt) peut être sélectionné à chaque instant à l’aide d’une commande AT.
Le module est caractérisé par cinq états de fonctionnement : “idle mode” est l’état initial de repos, dans cet état le module est en attente de données provenant tant du canal HF que du port sériel.
“Power down mode” (sélectionné en mettant la broche PWRDN à +3 V) est l’état d’épargne d’énergie et par conséquent il ne permet pas au module d’émettre ni de recevoir des données. “Transmit mode” est l’état où le module envoie sur le canal HF les données provenant du port sériel. Les délais permettent un écoulement de 20 ms entre l’envoi des données et leur réception effective : ce retard minime inclut le délai nécessaire au module pour passer de RX en TX et transmettre un “header” (en-tête) de synchronisation.
“Receive mode” est l’état où le module reçoit les données provenant du canal HF et les fournit au format RS232 à son port sériel (dans cet état, toute donnée en entrée sur la sérielle est ignorée). Enfin, avec l’état “command mode”, le module accepte l’introduction de certains paramètres de fonctionnement : pour entrer dans ce mode, il est nécessaire d’envoyer au module la séquence des caractères “+++” consécutifs et sans pause entre un caractère et le suivant. Il est alors possible de programmer ou lire certains paramètres au moyen d’une commande AT.

Par exemple :
- à travers la commande ATS1, il est possible de connaître la bande dans laquelle le module travaille,
- à travers la commande ATS2, il est possible de lire ou modifier le numéro du canal de communication utilisé,
- à travers ATS3 il est possible de lire ou paramétrer le niveau de puissance émis par le module (sélectionnable à l’intérieur de la fourchette –8 dBm à +10 dBm), enfin,
- à travers ATS16 il est possible de lire le niveau de puissance du signal reçu.

Pour plus de détails sur la syntaxe des diverses commandes AT, voir figure 7.
Pour sortir de l’état “command mode” il est nécessaire d’utiliser la commande ATCC.
Toutes les valeurs entrées ont une validité temporaire (c’est-à-dire qu’elles sont perdues à l’extinction du module) à moins d’être sauvegardées, à travers la commande ATWR, dans l’EEPROM du module.


Figure 1 : Fonctionnement de l’ensemble du système.

Figure 2 : Brochage de l’émetteur/récepteur XTR903.


Le module Aurel XTR 903 comporte, en son sein, un “transceiver” (émetteur/récepteur) nRF903 Nordic VLSI constituant, sur une puce unique, un émetteur/récepteur UHF multicanaux sur 433 MHz (XTR903-A4) ou 868 MHz (XTR903-A8) en modulation FSK. Ce même circuit intégré présente une interface vers l’extérieur divisible en trois parties : la première est mise en oeuvre pour l’envoi et la réception des bits, la deuxième pour le contrôle du module et la troisième pour la configuration/programmation du circuit intégré.
La gestion du nRF903 est assez complexe à réaliser soi-même, c’est pourquoi le module Aurel incorpore un microcontrôleur Atmel ATMEGA8L déjà programmé en usine pour la gestion.
Le rôle du microcontrôleur est donc de fournir une interface extérieure simplifiant la mise en oeuvre du nRF903 par l’utilisateur final. Le module permet en particulier un transfert transparent en logique RS232, évitant à l’usager d’avoir à mettre les données en paquet, à réaliser des “headers” (en-tête) ou des blocs de fin de paquet dans le but de synchroniser l’émetteur et le récepteur, etc. La configuration du nRF903, la sélection du canal et de la puissance d’émission sont en outre simplifiées.



Le schéma électrique
La liaison entre les deux PC est de type “half duplex” (ne peut émettre qu’un PC à la fois) : si le module est en état de réception (“receive mode”), les données en entrée sur la ligne sérielle sont ignorées.
Analysons le schéma électrique de la figure 3 : U1 FT232BM est utilisé comme interface entre le port USB du PC et l’émetteur/récepteur U2 XTR903. Ces deux composants disposent d’un port sériel RS232 pour communiquer avec l’extérieur, c’est pourquoi la liaison entre les deux est réalisée au moyen d’une simple connexion constituée de deux lignes. Notez que, dans notre montage, on n’a besoin d’aucun réseau électrique particulier de conversion des niveaux de tension utilisés : en effet, bien que U1 soit un TTL travaillant en +5 V, il permet (par la broche VCCIO) de régler les niveaux utilisés par son port sériel (qui, dans ce cas, sont réglés à une tension de +3 V compatible avec les niveaux du module émetteur/récepteur).
La sélection de la vitesse de transmission utilisée par le XTR903 est réalisée à travers un dip-switch à deux microinterrupteurs (DS1) relié aux broches SP1 et SP2 de U2. Par effet des résistances de “pull-up” R1 et R2, pour attribuer aux lignes SP1 et SP2 une valeur “haute” (+3 V), il est nécessaire que les deux micro-interrupteurs soient ouverts, au contraire, pour régler une valeur basse, il faut les fermer.
La section d’alimentation est très importante : la tension est prélevée directement sur la broche 1 du port USB fournissant +5 V pour les éléments TTL.
Ensuite le potentiel est abaissé à +3 V environ à travers la série des trois diodes D1 à D3. Le +3 V est utilisé pour alimenter le module XTR903. En outre, nous l’avons vu, il est reporté sur la broche VCCIO de U1 de façon à l’obliger à utiliser le port sériel. Pendant les essais et la mise au point de notre prototype nous avons constaté que la tension d’alimentation est assez critique, en particulier pendant l’émission. Dans notre cas, le circuit étant alimenté par le port USB (qui n’est pas en mesure de fournir un courant élevé), ce problème est encore plus accentué. C’est pourquoi nous avons inséré les condensateurs C8 et C9 (et R9 pour leur décharge rapide à l’extinction) afin de faire face aux pics de courant inévitables en émission. Avec ce procédé, nous avons réussi à améliorer de façon décisive les prestations du système (en envoyant à travers l’Hyper-Terminal une série de caractères ASCII, nous avons remarqué que la probabilité de perte d’un caractère était notablement réduite). Tenant compte de ces vérifications, pour une application réclamant une transmission plus sûre et sans perte de données, nous conseillerions d’utiliser un régulateur à 3 V à la place des trois diodes D1 à D3 en série, ou bien de ne pas prélever l’alimentation sur le port USB, mais d’utiliser une petite alimentation bloc secteur 230 V.

Figure 3 : Schéma électrique de la liaison HF USB entre ordinateurs.

Liste des composants
R1 = 1,5 kΩ
R2 = 1,5 kΩ
R3 = 470 Ω
R4 = 27 Ω
R5 = 27 Ω
R6 = 1,5 kΩ
R7 = 470 Ω
R8 = 470 Ω
R9 = 1,5 kΩ
C1 = 100 nF multicouche
C2 = 1000 μF 16 V électrolytique
C3 = 100 nF multicouche
C4 = 33 nF 100 V polyester
C5 = 100 nF multicouche
C6 = 15 pF céramique
C6 = 15 pF céramique
C8 = 100 nF multicouche
C9 = 2200 μF 6,3 V électrolytique
D1 = 1N4007
D2 = 1N4007
D3 = 1N4007
L1 = self 300 μH
LD1 = LED 3 mm verte
LD2 = LED 3 mm rouge
U1 = FT232BM
U2 = XTR903
Q1 = 6 MHz
DS1 = dip-switch à deux micro-interrupteurs

Divers :
1 prise USB verticale
2 barrettes femelles à 9 pôles

Sauf spécification contraire, toutes les résistances sont des 1/4 W à 5 %.

La réalisation pratique
Un circuit tient sur une petite platine imprimée (mais il en faut deux pour réaliser notre système complet de pont radio entre deux ordinateurs) : la figure 4b en donne le dessin à l’échelle 1. Quand vous avez devant vous les deux circuits imprimés gravés et percés, montez-y tous les composants dans un certain ordre (en ayant constamment sous les yeux les figures 4a et 5 et la liste des composants).
Aucune difficulté particulière. Une attention spéciale doit toutefois être accordée au montage de U1 FT232BM, à monter côté cuivre (il est en pointillé sur la figure 4a) : pour souder ce composant CMS, utilisez un fer de 15 W à panne stylo et du tinol le plus fin possible (0,5 mm au plus), soudez-le bien en place en le maintenant appuyé, d’abord par deux broches opposées en diagonale, puis soudez les broches restantes (attention : le point repère-détrompeur doit regarder l’une des queues de C5).
Pour l’implantation du module radio nous avons utilisé deux barrettes femelles.
Quant à l’antenne, elle peut être constituée d’un morceau de fil rigide isolé de longueur quart d’onde : l m = [(300 : F MHz) : 4] mais une antenne accordée est toujours préférable (voir figure 1).
Le circuit ne fonctionne correctement que s’il est relié à un ordinateur (en effet le FT232BM a besoin d’un “master” ou maître). En outre, il faut installer sur les ordinateurs du système les pilotes de ce même FT232BM : ils servent, en plus de gérer la communication USB entre l’ordinateur et la puce, à créer des ports virtuels VCP.
Pour l’envoi des données on peut utiliser n’importe quel programme de communication sérielle (type Hyper Terminal).
Bien sûr, il est nécessaire que ce dernier soit réglé pour une vitesse de transmission égale à celle du circuit (paramétrée avec les micro-interrupteurs), ainsi que d’utiliser le port vir tuel disponible après l’installation des pilotes USB.

Figure 4a : Schéma d’implantation des composants de la liaison HF USB entre ordinateurs.


Figure 4b : Dessin, à l’échelle 1, du circuit imprimé de la liaison HF USB entre ordinateurs.

Figure 5 : Photos d’un des prototypes de la platine de la liaison HF USB entre ordinateurs.

Figure 6 : “Scrambling”, codage Manchester et de Hamming.
Tout système de communication (en particulier sans fil) est sujet à des erreurs de transmission dues à la présence de bruit sur le canal de communication. La probabilité d’erreur sur les données envoyées dépend de divers facteurs (pas toujours prévisibles) : puissance moyenne du signal en réception, vitesse de transmission, densité spectrale du bruit sur le canal, type de canal, réfl exion des ondes électromagnétiques transportant le signal, etc. C’est pourquoi des mécanismes palliatifs ont été étudiés (connus comme codifications de canal) dans le but de minimiser la probabilité d’erreur.
Une première technique est le fameux scrambling prévoyant l’application aux bits émis de transformations pseudo-aléatoires (devant être réversibles en réception) de façon à éliminer les longues séquences de symboles “1” ou “0”. Le but de cette technique est de faciliter la synchronisation entre émetteur et récepteur. Cette technique n’offre de sécurité ni sur la correction d’une erreur éventuelle, ni sur sa détection.
Des techniques plus compliquées (appelées redondantes) prévoient en revanche d’ajouter des bits redondants (non informatifs) à ceux transportant l’information, dans le but de détecter ou même corriger d’éventuelles erreurs de transmission. Bien sûr, l’ajout de ces bits non informatifs implique que l’on envoie plus de bits qu’avec l’autre méthode, ce qui réduit la vitesse de transmission.
Pour la production des bits redondants, on utilise des techniques particulières, dont les principales sont celles connues comme codes à bloc linéaires produisant les bits à ajouter en appliquant des fonctions logiques linéaires aux bits informatifs.
Une première technique linéaire est celle de la parité prévoyant que dans un code à groupes de bits (typiquement huit) on ajoute un seul bit de valeur telle qu’il rende pair ou impair le nombre de “1” de l’ensemble. Comme on peut le comprendre facilement, cette technique est capable de détecter un nombre d’erreurs sur un groupe de bits, mais pas de corriger quoi que ce soit.
Une technique plus complexe et permettant de détecter deux erreurs sur un groupe de bits ou de corriger une seule erreur sur un groupe de bits est connue sous le nom de “Hamming”. Sans trop entrer dans les détails, disons qu’elle prévoit que si un alphabet initial de mots non codifiés est présent, chacun étant composé de m bits et si on leur ajoute (selon des fonctions logiques adéquates) r bits redondants de telle façon que m+r=2r–1, alors il est toujours possible de corriger une erreur présente à l’intérieur d’un groupe de m bits. Par exemple, si l’on divise les huit bits composant chaque symbole du code ASCII en deux parts égales (m=4), on obtient qu’à chaque sous-groupe de quatre bits, il est nécessaire d’en ajouter 3 (r=3). En réception, il faudra utiliser des décodages particuliers lesquels, partant des sept bits reçus, soient capables de sélectionner les quatre informatifs.

Figure 7 : Syntaxe des commandes AT.
 


Figure 8 : Disposition et description des broches.

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